微带电路/清华开发者书库 pdf epub mobi txt 电子书 下载 2025

简体网页||繁体网页

☆☆☆☆☆

清华大学《微带电路》编写组 编

承接 住宅 自建房 室内改造 装修设计 免费咨询 QQ：624617358 一级注册建筑师 亲自为您回答、经验丰富，价格亲民。无论项目大小，都全力服务。期待合作，欢迎咨询！QQ：624617358

出版社： 清华大学出版社

ISBN：9787302465331

版次：1

商品编码：12179824

包装：平装

丛书名： 清华开发者书库

开本：16开

出版时间：2017-04-01

用纸：胶版纸

页数：525

字数：821000

正文语种：中文

编辑推荐

　　《微带电路》的*毋庸置疑！很高兴的是，我们能够通过录制，描图，加工，为读者提供这么一本极其宝贵的图书。本人对李征帆教授、高保薪教授等编写组的老先生一丝不苟的勘误精神、严谨的学术作风表示非常钦佩，向他们致敬，感谢他们的辛勤付出！

内容简介

　　本书叙述和分析了微波集成电路系统的无源和有源部分，对电路的核心载体——微带线进行深入细致的分析，涉及微带线的特性、物理机理和参量计算，在此基础上叙述了由微带线构成的单元电路、无源微波集成电路元件、有关的微波半导体器件机理、有源微波集成电路元件乃至电路系统，给出微波集成电路分析设计方法及设计计算实例，介绍其实际应用以及电路实际结构。
　　本书反映了微波集成电路的概貌，全书引导读者从*基本的电磁场和网络概念出发，由浅入深，逐步深入理解电路机理，掌握分析计算方法，*后达到融会贯通的程度。对微波集成电路知其然，也知其所以然，为从事这一领域的研发工作奠定基础、启迪创新思路。
　　本书适合作为高等学校电子科学与技术、集成电路设计与系统等专业的本科生与研究生参考教材，也可作为从事微波、天线、集成电路设计等行业的工程技术人员的参考用书。

作者简介

　　李征帆，本书*作者和主编，1958年毕业于清华大学无线电系，毕业后留校任教。1979年调上海交通大学，任该校电子工程系教授。先后在清华和上海交大担任科研和教学工作多年。在科研方面涉足微波、天线、电磁场分析和计算方法、微波集成电路、高速电路信号完整性等领域。获国家自然科学奖和国家技术发明奖各一次。在教学方面除承担课堂教学工作外，主要从事研究生培养工作，所指导的博士生有两人论文被评为全国优秀博士论文，另有两人获全国优秀博士论文提名，共有七人获上海市优秀博士论文。曾获全国优秀教学成果奖。

目录

推荐序Ⅰ
前言Ⅲ
编写说明Ⅴ
第0章绪论——微波集成技术发展概述
第1章微带线基础
1.1微带线的发展及其应用
1.2微带线的构成
1.3微带线的特性阻抗和相速
1.4微带线的损耗
1.4.1介质损耗
1.4.2导体损耗
1.5微带线的色散特性
1.5.1波导波型
1.5.2表面波型
1.6其他形式的几种微带线
1.7小结
第2章微波网络基础
2.1概述
2.2矩阵的基本运算规则
2.3微波网络的各种矩阵形式
2.3.1阻抗矩阵
2.3.2导纳矩阵
2.3.3A矩阵（A、B、C、D矩阵）
2.3.4散射矩阵（S矩阵）
2.4基本电路单元的矩阵参量
2.5参考面的问题
2.6变压器网络（正切网络）
2.7二口网络的工作特性参量
2.8信号源失配的影响
2.9无损三口网络的特性
2.10魔T的特性及其应用
2.11电桥、定向耦合器的特性和应用
2.12小结
附录A无损网络S参量特性的证明
第3章耦合微带线
3.1概述
3.2均匀介质耦合微带线奇偶模激励下的微分方程
3.3非均匀介质的耦合微带线
3.4耦合微带线的奇偶模参量
3.5耦合微带线单元的网络参量和等效电路
3.6小结
第4章微带线的不均匀性
4.1概述
4.2微带线截断端的等效电路
4.3微带线间隙的等效电路
4.4微带线的尺寸跳变
4.5微带线直角折弯
4.6微带线T接头
第5章微带滤波器和变阻器
5.1微带滤波器概述
5.2集总参数低通原型滤波器
5.2.1按*大平坦度特性设计
5.2.2按切比雪夫特性设计
5.3微带半集总参数低通滤波器
5.4滤波器之间的变换关系（相对带宽较窄情况）
5.5滤波器中的倒置转换器
5.6按低通原型设计的窄带宽带通滤波器
5.7带阻滤波器
5.7.1频带较窄时的近似设计
5.7.2带阻滤波器的严格设计
5.8元件损耗的影响
5.9微带变阻器概述
5.10指数渐变线
5.11四分之一波长多节变阻器
5.12变阻滤波器
5.13短节变阻器
5.14小结
第6章微带线电桥、定向耦合器和分功率器
6.1概述
6.2耦合线定向耦合器
6.2.1基本原理
6.2.2奇、偶模的分析和计算公式
6.2.3微带耦合线定向耦合器的具体问题
6.3分支线电桥和定向耦合器
6.3.1对称分支线定向耦合器及其中心频率设计公式
6.3.2对称分支线定向耦合器的频带特性及考虑频带宽度情况下的设计方法
6.3.3“结电抗”效应的影响及其修正
6.3.4不对称的分支电桥和定向耦合器
6.4环形电桥和定向耦合器
6.4.1一般形式
6.4.2宽频带环形电桥
6.5分功率器（功率分配器）
6.5.1二等分分功率器
6.5.2不等分的二分支分功率器
6.5.3宽频带等分分功率器
6.5.4宽频带不等分分功率器
6.6小结
第7章微带电路元件的构成
7.1微带电路的结构及其重要性
7.2屏蔽盒
7.3同轴—微带转换接头
7.4波导—微带转换接头
7.5微带电路中固体器件的安装
7.5.1管壳固定在接地板（热沉）上
7.5.2梁式引线二极管
7.5.3管芯直接焊接法
7.5.4陶瓷片封装法
7.6偏压电路和隔直流方法
第8章微带固体控制电路
8.1概述
8.2PIN管
8.2.1基本原理
8.2.2PIN管的等效电路
8.2.3PIN管的参数
8.3微带线开关
8.3.1单刀单掷开关（微波调制器）
8.3.2单刀双掷开关（微波换接器）
8.4微带限幅器和可变衰减器
8.5微带二极管数字移相器
8.5.1概述

精彩书摘

　　第3章耦合微带线
　　3.1概述
　　第1章主要对单根均匀微带线的特性和基本参量进行了讨论，并且曾经指出，由于微带线本身的结构特点以及高次波型的影响，微带电路各部分之间有可能存在耦合，因而降低了电路的性能。如果我们适当地选取微带线的参量，使高次波型不能存在，因此抑止了那些杂散的、无规律的耦合，而充分利用有规律的且其特性可以控制的耦合，则可以利用它来构成各种耦合微带线元件，其电性能和结构都很适合微带电路的要求。现在，这种元件已广泛应用于滤波器和定向耦合器中。因此本章将讨论耦合微带线的基本特性和等效电路，为以后章节讨论有关元件设计时打下一个基础。
　　图3.1耦合微带线
　　图3.1是耦合微带线的结构。两根相同参量的微带线相互隔开距离s平行排列，即构成了耦合微带线。这彼此耦合的两根线也并非参量必须相同，在带状线元件中，某些情况下是不同的； 但在微带线元件中，以相同情况为主，因此在下面均按相同微带线的耦合来进行分析。
　　上面说过，我们需要的是有规律、可以控制的耦合，这种耦合就是TEM波的耦合，或类似静电、静磁的耦合。更通俗地说，就是通过两根线之间的互电容和互电感进行耦合。如图3.2所示的那样，整个一对耦合线，成了彼此之间具有分布互电容和互电感的分布参数系统。图3.3则表示出耦合线的等效电路，其中的分布互电容和分布互电感分别表示两根线之间的电耦合和磁耦合。
　　图3.2微带线之间的电耦合和磁耦合
　　图3.3耦合微带线的等效电路
　　耦合微带线上的电压和电流的分布远比单根线的情况复杂，因为单根传输线是孤立的分布参数系统，被激励后得到单一的电压波和电流波； 而耦合微带线除了也是分布参数外，还具有彼此间的耦合，因此两根线上的电压波和电流波有相互影响。例如，两根耦合线中的一根受到信号源激励时，其一部分能量将通过分布参数的耦合逐步转移到另一根线上，因为这个转移过程是在整个耦合长度上连续地进行，还受着各口所接负载的影响，并且被耦合线还将通过线间的耦合，又把部分能量“反转移”回到*根线。因此耦合线上的电压电流分布规律，将是相当复杂的。怎样从复杂的耦合线问题中，找到较简单解决的方法，使之便于设计耦合线元件，关于非正弦波通过线性电路的问题，在这方面给我们以启发。一个复杂的周期振荡波形，根据谐波分析的方法，可分解成一系列的基波和谐波振荡分量之和； 而线性电路对一个总的信号的响应，等于其各个分量各自响应的总和。线性电路对诸谐波分量的响应是很容易求出的，迭加后就得到对复杂波形的总响应。这种把复杂的事物分解成各个简单的问题来逐个加以解决的办法，在
　　解决耦合微带线问题时，也是行之有效的。这就是目前广泛应用的所谓“奇偶模参量法”。
　　图3.4耦合微带线段
　　耦合微带线包括相互耦合的两根微带线，共有四个引出口，是一个典型的四口网络，如图3.4所示。现在首先要解决的是，当对任意一个口（例如1口）以信号源加以激励时，通过长度为l的线间耦合，如何求得主线和辅线（即不接信号源的线）的各个引出口的响应？此时，考虑到耦合线结构的上下对称性，如果在1、4两口输入一对相互对称的信号（例如两个相同的电压U），或者是一对相互反对称的信号（例如两个幅度相等、相位相反的电压U与-U），则由于耦合线上电磁场分布的对称性，对偶模来说，两根线的电场是偶对称分布的，对于奇模，则是奇对称分布。总而言之，从电磁场的图形来说，是完全相同的，这就使上下两部分可在中心线上对称分开，只需研究一半即可。于是四口网络的问题就可作为二口网络来研究，比较简单地就能得到结果。我们把上述两种激励情况分别称为偶对称激励和奇对称激励，或称奇偶模激励。当然，奇偶模激励只是一种特殊情况，在一般情况下往往并不是奇偶模激励。但是在1、4口上，任意一对输入电压U1、U4，总可以分解成一对奇偶模分量，因而使U1等于两分量之和，U4等于两分量之差。如以U+表示等幅等相的偶对称激励电压（偶模分量），U-表示等幅反相激励的电压分量（奇模分量），则
　　U1=U++U-
　　U4=U+-U-(3.1)
　　因而得到
　　U+=U1+U42
　　U-=U1-U42(3.2)
　　式（3.2）说明了任意一对输入电压U1和U4总可分解成一对U+和U-分量。在特殊情况下，当U4=0，相应于只在1口上接信号源激励时，则U+=（U1+0）/2=U1/2，U-=（U1-0）/2=U1/2，即其奇偶模分量相等。
　　必须指出，奇偶模激励时，耦合线上的状况及其参量是不相同的。因此，在分解成奇偶模分量以后，必须用奇偶模各自的参量进行电路分析，*后再把结果叠加而得到耦合线的解，其具体过程将在以后进行讨论。
　　还应指出，并非只对耦合微带线才采取奇偶模的分析方法，对所有具有对称结构的四口网络（例如以后要提到的分支线定向耦合器）以及部分三口网络（例如以后要提到的三线功率分配器），都可应用此方法，从而使分析过程大大简化。
　　3.2均匀介质耦合微带线奇偶模激励下的微分方程
　　上节曾经提到，应用奇偶模分析时，可以使过程简化。下面就来看耦合微带线工作于奇偶模激励状态下的特性以及奇偶模参量和线间耦合参量之间的关系。
　　由于耦合微带线系工作于部分充填介质的情况，其奇偶模工作状态比较复杂。为此，作为一个特例，我们先考虑均匀介质的情况（即全空间是单一介质），就是把介质基片移去后的空气耦合微带线，然后再讨论加入非均匀介质所引起的影响。
　　在单根微带线中，可以解传输线方程（或称长线方程）求得其基本特性和求出其基本参量，如特性阻抗、传播常数等。
　　在耦合微带线中．也可用类似方法研究其特性。在这里，首先假定以下条件：
　　（1) 线上为TEM波，即线间耦合等同于静电和静磁耦合。可以用互电容和互电感表示。其他各种高次波型的杂散耦合可以忽略不计；
　　（2） 两根微带线的参量相同，结构对称；
　　（3） 微带线完全置于空气中，因此系工作于均匀介质状态；
　　（4） 微带线的损耗可忽略不计；
　　（5） 耦合微带线只工作于偶模（或称同相型）及奇模（或称反相型）的工作状态。
　　参照图3.3，给出下列耦合微带线的参量：
　　Co、Lo为两根耦合微带线相隔无限远时，每根线的分布电容和分布电感，即相当于单根微带线的分布电容、分布电感。
　　C、L为一根微带线的旁边有另一相同微带线与之耦合、但未被激励情况下的单根线的分布电容和分布电感。C、L虽然也是单根线的分布电容、分布电感，但由于另一根线的影响（因为另一根线的存在，显然使电磁场的分布变形），和该线单独存在时的相应参量Co、Lo自然有所不同。
　　Cm为两根微带线之间的耦合分布电容或互分布电容，表示两线间的电场耦合。
　　Lm为两根微带线的耦合分布电感或互分布电感，表示两线之间的磁场耦合。
　　CmC=KC称为电容耦合系数。
　　LmL=KL称为电感耦合系数。
　　根据上面给出的参量，并考虑到耦合线工作于奇偶模情况，可写出耦合线微分方程如下：
　　�礥1�祕+L�礗1�祎+Lm�礗2�祎=0
　　�礗1�祕+C�礥1�祎-Cm�礥2�祎=0
　　�礥2�祕+L�礗2�祎+Lm�礗1�祎=0
　　�礗2�祕+C�礥2�祎-Cm�礥1�祎=0(3.3)
　　图3.5耦合线上电压电流
　　正方向的规定
　　其中，U1、I1、U2、I2分别为线1和线2上的电压和电流，如图3.5所示。z为沿线方向的坐标。在上述微分方程中，Lm及Cm前面的符号相反，这是因为电耦合和磁耦合具有相反的性质。例如对于偶模，如对线1、2上的电压、电流规定相同的正方向，则由磁耦合的特点，i2对时间变化率在线1上产生的互感电动势，和i1对时间变化率在线1上本身产生的自感电动势同方向，故两者取相同的符号； 而电压U2通过耦合电容Cm产生一流入线1的位移电流，U1本身通过线1自电容产生一流出线1的分路电流，二者方向正好相反。因此，在方程组（3.3）的（2)(4）式中，两位移电流方向彼此相反，上述关系对奇模也是一样。
　　在考虑到耦合线只工作于偶模和奇模时，线1和线2的电压、电流有下列关系
　　U1U2=I1I2=±1（3.4)
　　其中，比值1对应于偶模，比值-1对应于奇模。在此种情况下，求方程式（3.3）的特解时，考虑到式（3.4）所表示的两线间电压、电流之间的关系，以及KC、KL的定义，则方程(3.3）可简化为
　　�礥�祕+L（1±KL）�礗�祎=0
　　�礗�祕+C（1�篕C）�礥�祎=0(3.5)
　　和单根传输线的微分方程相比，只是方程后项的系数有了改变。对于偶模，分别以L(1+KL)及C(1-KC）代替原来的L、C； 对于奇模，则分别以L(1-KL）及C(1+KC）代替原来的L、C。
　　在式（3.5）中，用类似于单根传输线微分方程的求解过程，可得出对奇偶模的入射波分量和反射波分量以及相应的相位常数和特性阻抗，它们分别为
　　k±=ωLC（1±KL）（1�篕C）(3.6)
　　在式(3.6)中括弧内取上面符号得到k+，为偶模的相位常数； 取下面符号得k-，为奇模的相位常数。于是根据相速vφ=ωk的关系，可求得奇偶模相速为
　　v±φ=1LC（1±KL）（1�篕C）(3.7)
　　同样也可求得奇偶模的特性阻抗，通常分别以Z0e（偶模）和Z0o（奇模）表示，它们分别为
　　Z0e=LC·1+KL1-KC
　　Z0o=LC·1-KL1+KC（3.8)
　　从式（3.8）可知，由于奇偶模是不同的激励，故此时每根线上的行波电压和行波电流情况不同，因而所得出的奇偶模特性阻抗也不同。在式（3.7）中，由于事先假定耦合线工作于TEM波的情况，故对于空气介质，奇偶模的相速均应等于光速，亦即
　　v+φ=v-φ=c（3.9)
　　为了满足式（3.9），在式（3.7）中，只有当KL=KC=K才有可能，亦即空气耦合微带线的电容耦合系数和电感耦合系数两者应该相等。
　　此时式（3.7）成为
　　v±φ=c=1LC（1-K2）(3.10)
　　与此相应，奇偶模的特性阻抗为
　　Z0e=LC·1+K1-K=Z′01+K1-K(3.11)
　　Z0o=LC·1-K1+K=Z′01-K1+K(3.12）
　　其中，Z′0=L/C，为考虑到另一根耦合线影响时的单根线特性阻抗，它和孤立单线的特性阻抗Z0=L0/C0是不同的。现在考虑C0和C、L0和L以及Z0和Z′0之间的关系。
　　由于孤立单线的相速为vφ=1/L0C0=c，应和式（3.10）得出的奇偶模相速相同，因此有
　　L0C0=LC（1-K2）(3.13)
　　而根据磁场分布的特点，当存在另一根线的耦合时，由于该线一般并非导磁体，其磁场分布图形受到影响不大，故可认为
　　L0≈L(3.14)
　　而电容的变化较大，因为导体对电场的分布影响比较显著，因而得
　　C=C01-K2(3.15)
　　故有
　　Z′0=LC=L0C0（1-K2）=Z01-K2(3.16)
　　因此奇偶模特性阻抗Z0o、Z0e又为
　　Z0e=Z′01+K1-K=Z0（1+K）(3.17）
　　Z0o=Z′01-K1+K=Z0（1-K）(3.18）
　　以上分别得出了Z0、Z′0，Z0e、Z0o四个不同的特性阻抗之间的关系。
　　将式（3.17）和式（3.18）联立求解，得
　　Z0e·Z0o=Z′20(3.19)
　　及
　　K=Z0e-Z0oZ0e+Z0o（3.20)
　　此两式表明了Z0e、Z0o、Z′0及耦合系数K之间的关系，是十分重要的。式(3.19）说明了奇偶模特性阻抗虽然随耦合情况而变，但其乘积应等于存在另一根线的影响时的单线特性阻抗的平方。式(3.20）则更进一步说明了耦合系数和奇偶模特性阻抗的关系。由此可知，将耦合线分解成奇偶模，不仅使分析过程简化，而且的确说明了用奇偶模的特性参量是可以说明耦合特性的。式（3.20)表示当耦合越紧时，Z0e和Z0o之间的差值应越大； 反之则应越小。当耦合十分微弱，因而K→0时，则Z0o=Z0e。再考虑到式（3.19），并注意当K→
　　0时，Z′0=Z0，因而Z0o=Z0e=Zo。也就是说，当两根微带线相距较远，以致耦合相当微弱时，其奇偶模特性阻抗值就相互接近，并趋向于孤立单根微带线的特性阻抗。
　　根据第1章中所指出的特性阻抗和分布电容的关系式（1.3)，奇偶模特性阻抗又可表为
　　Z0e=1v+φC0e(3.21)
　　Z0o=1v-φC0o(3.22)
　　其中，v+φ、v-φ分别为偶奇模相速，C0e、C0o则分别为偶、奇模激励时的单根线的分布电容。
　　3.3非均匀介质的耦合微带线
　　前节分析了均匀介质（空气介质）的耦合微带线情况。对于实际的微带线，由于存在介质基片而属于非均匀介质状态。这时微带线横截面空间分成空气及介质两部分，我们应考虑由此引起的影响。在讨论单根微带线时，曾提出过有效介电常数εe的概念，它表示了介质对微带的有效影响，并由εe可直接求得相速。对于耦合微带线，也可采用此概念，但耦合微带线和单根微带线有所区别。εe说明了电场在介质中和在空气中分布的相对比值。对于耦合微带线，其奇偶模电场分布很不相同（这一点在下节要讲到），介质基片的引入对电场的影响也不相同，如仍采用有效介电常数这一参量，则相应于奇偶模的情况应有不同的值εeo和εee，因此奇偶模的相速就不会相等，即
　　v+φ=cεee(3.23)
　　v-φ=cεeo(3.24)
　　其中，εee、εeo分别为偶奇模的有效介电常数。
　　因v+φ≠v-φ，故从式（3.6)，已不能推出KL=KC的关系，亦即KL≠KC。此时已不再存在一个统一的耦合系数K，而应分别考虑电感耦合和电容耦合两种情况。同时也不能用式(3.20）表示出KL、KC对Z0e、Z0o的关系。但如把奇偶模参量稍加改变，则仍可建立起它们之间的联系。假设令C0o(1）和C0e(1）分别为空气介质时的奇偶模分布电容，C0o(εr）和C0e（εr）分别为引入相对介电常数为εr的介质时的奇偶模分布电容，则在有介质基片存在时，其奇偶模特性阻抗为
　　Z0e=1v+φC0e（εr）(3.25)
　　Z0o=1v-φC0o（

评分☆☆☆☆☆

经典，推荐！

评分☆☆☆☆☆

挺好的，就是看不懂，扔书架上了，玩去

评分☆☆☆☆☆

工作需要，很有帮助！

评分☆☆☆☆☆

大厂做工 值得信赖

评分☆☆☆☆☆

经典图书，值得好好看看。

评分☆☆☆☆☆

没问题没问题没问题没问题

评分☆☆☆☆☆

超级棒，值得购买，喜欢京东

评分☆☆☆☆☆

很好对我一本书，内容正好适合于我这种初学者，射频从业者的必备手册

评分☆☆☆☆☆

内容翔实，结合工程，深入浅出。